플라이백 RCD 스너버 저항값, 드레인 피크와 저항 발열로 정하기

어댑터나 TV, 셋톱박스의 SMPS를 열었더니 스위칭 MOSFET이 터져 있고, 그 옆 1차측에 검게 탄 저항 하나가 보일 때가 있습니다. 변압기 1차 권선 양 끝에 다이오드, 커패시터, 저항이 붙어 있는 이 묶음이 RCD 스너버(클램프)입니다. MOSFET만 새것으로 갈면 전원은 다시 들어오지만, 스너버 저항이 끊긴 채로 두거나 손에 잡히는 아무 값으로 바꿔 달면 같은 자리가 다시 나갈 수 있습니다. 문제는 원래 저항의 색띠가 타서 값을 읽을 수 없을 때입니다.

이 글에서는 그 저항값을 어떻게 정하는지 직접 계산과 시뮬레이션으로 확인해 봅니다. 첫째, 같은 플라이백 1차측 회로에서 스너버 저항만 22kΩ, 47kΩ, 100kΩ, 220kΩ으로 바꿔 ngspice로 드레인 전압을 돌려 봤습니다. 둘째, 제조사 앱노트(onsemi/Fairchild AN4147)의 에너지 공식으로 같은 조건을 직접 계산해 시뮬레이션과 나란히 놓았습니다. 둘이 꽤 다르게 나오는데, 그 차이가 교체 부품을 고를 때 어느 쪽을 믿어야 하는지 알려 줍니다. 셋째, 저항이 아예 끊긴 상태로 전원을 넣으면 클램프 전압이 어디까지 오르는지 시뮬레이션했습니다.

스너버 저항이 맡은 일

플라이백 변압기의 1차 권선에는 2차로 넘어가지 않는 누설 인덕턴스가 있습니다. MOSFET이 꺼지는 순간 이 누설 인덕턴스에 흐르던 전류가 갈 곳을 잃고, MOSFET의 출력 용량(Coss)과 공진하면서 드레인에 큰 전압 스파이크를 만듭니다. AN4147은 이 공진을 받아 줄 장치로 RCD 스너버를 설명합니다. AN4147에 따르면 드레인 전압(Vds)이 Vin+nVo를 넘을 때 스너버 다이오드가 켜지고, 누설 인덕터의 전류를 흡수합니다.

Rohde & Schwarz의 스너버 검증 앱노트(1SL363)는 이 동작을 두 단계로 나눠 설명합니다. 먼저 누설 인덕턴스의 전류가 클램프 커패시터로 들어가고, 그다음 저항이 그 커패시터를 방전시키면서 에너지를 열로 바꿉니다. 그러니 저항값이 클램프 전압을 정합니다. 저항이 크면 커패시터가 덜 비워져 클램프 전압이 올라가고 드레인 피크도 올라갑니다. 저항이 작으면 드레인은 편해지지만 저항이 먹는 전력이 늘어납니다.

AN4147은 클램프 전압을 반사 전압(nVo)의 2배에서 2.5배로 잡으라고 하고, 클램프 전압이 너무 낮으면 스너버 손실이 크게 늘어난다고 적고 있습니다. 또 MOSFET 드레인 최대 전압이 정격(BVdss)의 90%(과도 상태)와 80%(정상 상태) 아래인지 확인하라고 합니다. 이 두 기준이 아래 계산과 시뮬레이션을 읽는 잣대입니다.

저항값을 바꿔 가며 본 드레인 전압

직접 시뮬레이션: 스너버 저항 22kΩ에서 220kΩ까지, 정상 상태 드레인 피크

조건은 국내 220V 입력을 정류한 311V, 자화 인덕턴스 800µH, 누설 인덕턴스 15µH, 스위칭 65kHz, 켜짐 시간 2.6µs입니다. 시뮬레이션에서는 2차측을 1차로 환산해, 반사 전압 100V(411V 전원)에 물린 다이오드로 바꿔 넣었습니다. MOSFET은 켜짐 저항 0.5Ω의 스위치에 출력 용량 100pF를 붙였고, 클램프 커패시터는 4.7nF로 고정했습니다. 누설 인덕턴스와 출력 용량 100pF는 특정 변압기나 소자의 값이 아니라 가정한 대표값입니다. 그래프는 6ms를 돌린 뒤 마지막 두 주기만 그렸습니다.

시뮬레이션 결과 저항을 220kΩ에서 22kΩ으로 10분의 1로 줄이면 드레인 피크는 482V에서 433V로 내려갑니다. 그 대가로 저항이 먹는 전력은 직접 계산하면 0.13W에서 0.58W로 늘어납니다. 드레인이 얻는 이득보다 저항 발열이 늘어나는 폭이 훨씬 큽니다.

22kΩ 줄을 더 보면, 시뮬레이션 결과 클램프 전압이 113V로 반사 전압 100V에 바짝 붙어 있습니다. 직접 계산하면 반사 전압 위로 남은 여유는 12.9V뿐입니다. 이 여유가 누설 인덕턴스의 전류를 0으로 끌어내리는 전압이라서, 여유가 작으면 전류가 천천히 줄고 그동안 출력으로 가야 할 에너지까지 스너버로 새어 듭니다. AN4147이 클램프 전압을 반사 전압의 2배 이상으로 잡으라는 이유가 이것입니다.

그래프에서 클램프 구간 위에 얹힌 빠른 진동은 누설 인덕턴스와 출력 용량의 공진입니다. R&S 앱노트도 클램프 다이오드가 꺼진 뒤 남는 링잉은 RCD 클램프가 없애지 못한다고 적고 있습니다. 그 뒤 400V에서 200V대 사이를 크게 오가는 느린 파형은 2차 전류가 끝난 뒤 자화 인덕턴스와 출력 용량이 만드는 공진(불연속 모드)입니다. 실제 스코프 화면에서도 이 두 진동을 구분해 읽어야 합니다.

이 결과를 진단에 쓰는 방법입니다.

• MOSFET이 반복해서 터지는 보드: 스너버 저항이 원래보다 큰 값으로 바뀌어 있지 않은지 봅니다. 위 표처럼 저항이 커질수록 드레인 피크가 올라갑니다.
• 스너버 저항만 유독 검게 탄 보드: 저항값이 너무 작게 설계됐거나 정격 전력이 모자란 경우를 생각해 볼 수 있습니다. 누설 인덕턴스가 커진 변압기(권선 손상)도 같은 증상을 낼 수 있습니다.
• 측정: 전원을 끈 상태에서 스너버 저항은 회로 안에서도 대체로 표기값 근처로 읽히지만, 병렬로 붙은 클램프 커패시터와 다이오드 때문에 값이 흔들리면 한쪽 다리를 들고 잽니다.

한계: 이상적인 부품 모델이라 실제 측정값과 다를 수 있습니다. 실제 변압기는 권선 용량이 있고, 스너버 다이오드는 역회복 시간이 있으며, MOSFET의 출력 용량은 전압에 따라 크게 바뀝니다. 여기서는 출력 용량을 100pF 고정으로 넣었습니다. 넷리스트 전체는 아래와 같습니다. 시뮬레이션 넷리스트는 같은 회로 네 벌(a, b, c, k)에서 스너버 저항만 다릅니다.

* Flyback primary with RCD clamp, Vin 311V, Vor 100V, Lm 800uH, Lk 15uH, 65kHz, Ton 2.6us
Vin vin 0 311
Vr r0 0 411
Rr r0 r 0.2
Vg g 0 PULSE(0 10 0 20n 20n 2.6u 15.385u)
Rg g 0 10Meg
.model sw SW(Ron=0.5 Roff=10Meg Vt=5 Vh=0)
.model dfast D(Is=1n Rs=0.1 N=1.5 Tt=0 Cjo=10p)
* a: R_snub=22k, C_snub=4.7n
Lma vin xa 800u
Lka xa da 15u
Sa da 0 g 0 sw
Coa da 0 100p
Dra xa r dfast
Cxa xa nxa 100p
Rxa nxa 0 200
Dsa da ca dfast
Csa ca vin 4.7n
Rsa ca vin 22k
Bva vca 0 V=V(ca)-V(vin)
Rva vca 0 10Meg
* b: R_snub=47k, C_snub=4.7n
Lmb vin xb 800u
Lkb xb db 15u
Sb db 0 g 0 sw
Cob db 0 100p
Drb xb r dfast
Cxb xb nxb 100p
Rxb nxb 0 200
Dsb db cb dfast
Csb cb vin 4.7n
Rsb cb vin 47k
Bvb vcb 0 V=V(cb)-V(vin)
Rvb vcb 0 10Meg
* c: R_snub=100k, C_snub=4.7n
Lmc vin xc 800u
Lkc xc dc 15u
Sc dc 0 g 0 sw
Coc dc 0 100p
Drc xc r dfast
Cxc xc nxc 100p
Rxc nxc 0 200
Dsc dc cc dfast
Csc cc vin 4.7n
Rsc cc vin 100k
Bvc vcc 0 V=V(cc)-V(vin)
Rvc vcc 0 10Meg
* k: R_snub=220k, C_snub=4.7n
Lmk vin xk 800u
Lkk xk dk 15u
Sk dk 0 g 0 sw
Cok dk 0 100p
Drk xk r dfast
Cxk xk nxk 100p
Rxk nxk 0 200
Dsk dk ck dfast
Csk ck vin 4.7n
Rsk ck vin 220k
Bvk vck 0 V=V(ck)-V(vin)
Rvk vck 0 10Meg
.options method=gear
.tran 2n 6m 5.97m 5n
.meas tran vc_a AVG v(vca) FROM=5.97m TO=6m
.meas tran vd_a MAX v(da) FROM=5.97m TO=6m
.meas tran vc_b AVG v(vcb) FROM=5.97m TO=6m
.meas tran vd_b MAX v(db) FROM=5.97m TO=6m
.meas tran vc_c AVG v(vcc) FROM=5.97m TO=6m
.meas tran vd_c MAX v(dc) FROM=5.97m TO=6m
.meas tran vc_k AVG v(vck) FROM=5.97m TO=6m
.meas tran vd_k MAX v(dk) FROM=5.97m TO=6m
.meas tran ipk MAX i(Lka) FROM=5.97m TO=6m

앱노트 공식으로 직접 계산하면 왜 더 높게 나오나

직접 계산: AN4147 에너지 공식으로 예측한 클램프 전압과 저항 전력

AN4147의 식은 누설 인덕턴스에 쌓인 에너지 ½·L_lk·I_pk²가 매 주기 전부 스너버로 들어간다고 보고, 거기에 V_sn/(V_sn−nV_o)를 곱해 스너버 전력을 구합니다. 이 전력이 저항에서 V_sn²/R_sn로 소비된다고 놓으면, 저항값이 주어졌을 때 클램프 전압은 V_sn² − nV_o·V_sn − (½·L_lk·I_pk²·f_s)·R_sn = 0의 양의 근입니다. R&S 앱노트의 저항·전력 식도 같은 꼴입니다.

입력값은 위 시뮬레이션과 같습니다. 직접 계산하면 1차 피크 전류는 311V×2.6µs÷815µH로 0.99A, 누설 인덕턴스 한 주기 에너지는 7.4µJ, 여기에 65kHz를 곱하면 0.48W입니다.

직접 계산하면 220kΩ에서 드레인 피크가 690V로, 650V 소자라면 정격을 넘습니다. 같은 조건의 시뮬레이션 결과는 482V입니다. 저항 전력도 직접 계산하면 공식은 0.65W, 시뮬레이션 클램프 전압으로는 0.13W라 몇 배 차이가 납니다.

차이의 큰 몫은 공식이 무시한 MOSFET 출력 용량입니다. 직접 계산하면 100pF에 441V가 걸릴 때 쌓이는 에너지가 9.7µJ로, 누설 인덕턴스 한 주기 에너지 7.4µJ와 같은 크기입니다. 드레인이 클램프 전압까지 올라가는 동안 누설 인덕턴스의 에너지 일부가 출력 용량을 채우는 데 쓰이고, 그만큼 스너버로 덜 들어갑니다. 시뮬레이션에서는 1차 피크 전류도 직접 계산한 값보다 4.9% 높게 나왔는데, 스위치 켜짐 순간 출력 용량을 방전시키는 전류가 더해지기 때문으로 보입니다.

그렇다고 공식이 틀렸다는 뜻은 아닙니다. AN4147은 클램프 커패시터 전압이 한 주기 동안 변하지 않는다고 가정하고, 공식은 스너버가 받을 수 있는 에너지의 상한에 가깝습니다. 출력 용량이 작은 최신 MOSFET이나 누설 인덕턴스가 큰 변압기에서는 실제 값이 공식 쪽으로 다가갑니다. 그래서 교체 부품을 고를 때는 이렇게 씁니다.

• 저항의 전력 정격은 공식 값으로 잡습니다. 공식은 손실을 크게 보기 때문에 그 값으로 고르면 실제 발열보다 여유가 생깁니다.
• 드레인 피크도 공식 값으로 먼저 걸러 냅니다. 공식으로 계산한 피크가 정격의 80%를 넘는 저항값은 시뮬레이션에서 괜찮게 나와도 피합니다.
• 입력 전압 상한을 더합니다. 220V에 10%를 더한 입력의 정류 피크는 직접 계산하면 342.2V로, 위 표의 드레인 피크에 31.2V가 더 얹힙니다.

이 계산의 한계도 적어 둡니다. 누설 인덕턴스 15µH와 출력 용량 100pF는 가정한 대표값이라 실제 보드의 값과 다르고, 이 두 값에 따라 공식과 시뮬레이션의 차이도 달라집니다. 누설 인덕턴스는 R&S 앱노트 설명처럼 2차 권선을 모두 단락한 상태에서 LCR 미터로, 가능하면 스위칭 주파수 근처에서 재야 합니다.

저항이 끊긴 채로 전원을 넣으면

직접 시뮬레이션: 스너버 저항 개방과 정상 47kΩ의 기동 5ms

같은 회로에서 저항 자리를 10MΩ(사실상 개방)으로 바꾼 경우와 정상 47kΩ인 경우를 전원 투입부터 5ms 동안 나란히 돌렸습니다. 클램프 다이오드까지 끊긴 경우는 드레인 피크만 따로 측정했습니다.

시뮬레이션 결과 저항이 끊기면 클램프 전압은 1ms에 231V, 5ms에 247V까지 올라가 거의 멈춥니다. 시뮬레이션 결과 이 지점에서는 드레인 피크가 311V에 클램프 전압을 더한 값에 닿지 못해 다이오드가 더 이상 켜지지 않는 지점입니다. 이때부터는 클램프가 없는 것과 같아서, 시뮬레이션 결과 드레인 피크 559V는 다이오드가 끊긴 경우의 565V와 비슷합니다. 정상 47kΩ의 443V보다 100V 넘게 높습니다.

직접 계산하면 650V 소자의 80% 기준은 520V, 90% 기준은 585V입니다. 이 모델에서는 저항이 끊겨도 드레인이 정격 자체를 넘지는 않았지만 80% 기준은 넘습니다. 여기에 고입력 몫이 더해지고, 출력 용량이 더 작은 소자라면 같은 누설 에너지로 피크가 더 높아집니다. 그러니 스너버 저항이 끊긴 보드는 당장 켜지더라도 MOSFET이 여유 없이 돌고 있다고 보고 손대야 합니다.

• MOSFET만 갈고 저항을 확인하지 않으면 같은 고장이 다시 날 수 있습니다. 터진 MOSFET을 가려내는 측정은 MOSFET 단락·게이트 불량 구분 글에 있습니다.
• 클램프 커패시터 양단 전압을 재면 스너버 상태를 가늠할 수 있습니다. 같은 모델의 정상 보드보다 크게 높으면 저항 개방이나 값 상승을, 반사 전압에 가깝게 낮으면 저항값이 너무 작거나 커패시터 누설을 의심해 볼 만합니다.
• 출력 전압이 함께 이상하면 스너버만의 문제가 아닐 수 있습니다. 피드백 쪽은 포토커플러(PC817) CTR 확인 글에 정리했습니다.

한계: 이상적인 부품 모델이라 실제 측정값과 다를 수 있습니다. 실제 MOSFET은 정격 근처에서 애벌런치로 전압을 스스로 잡기도 하고, 컨트롤러 IC는 기동 때 소프트 스타트로 피크 전류를 천천히 올리므로 기동 직후의 파형은 이 그래프와 다릅니다. 넷리스트는 아래와 같습니다.

* Startup: Flyback primary with RCD clamp, Vin 311V, Vor 100V, Lm 800uH, Lk 15uH, 65kHz, Ton 2.6us
Vin vin 0 311
Vr r0 0 411
Rr r0 r 0.2
Vg g 0 PULSE(0 10 0 20n 20n 2.6u 15.385u)
Rg g 0 10Meg
.model sw SW(Ron=0.5 Roff=10Meg Vt=5 Vh=0)
.model dfast D(Is=1n Rs=0.1 N=1.5 Tt=0 Cjo=10p)
* n: R_snub=47k
Lmn vin xn 800u
Lkn xn dn 15u
Sn dn 0 g 0 sw
Con dn 0 100p
Drn xn r dfast
Cxn xn nxn 100p
Rxn nxn 0 200
Dsn dn cn dfast
Csn cn vin 4.7n
Rn cn vin 47k
Bvn vcn 0 V=V(cn)-V(vin)
Rvn vcn 0 10Meg
* o: R_snub open (burnt)
Lmo vin xo 800u
Lko xo do 15u
So do 0 g 0 sw
Coo do 0 100p
Dro xo r dfast
Cxo xo nxo 100p
Rxo nxo 0 200
Dso do co dfast
Cso co vin 4.7n
Ro co vin 10Meg
Bvo vco 0 V=V(co)-V(vin)
Rvo vco 0 10Meg
* p: R_snub=47k, clamp diode open
Lmp vin xp 800u
Lkp xp dp 15u
Sp dp 0 g 0 sw
Cop dp 0 100p
Drp xp r dfast
Cxp xp nxp 100p
Rxp nxp 0 200
* diode open: 10Meg instead
Rop dp cp 10Meg
Csp cp vin 4.7n
Rp cp vin 47k
Bvp vcp 0 V=V(cp)-V(vin)
Rvp vcp 0 10Meg
.options method=gear
.tran 10n 5m 0 20n
.meas tran vcn_end AVG v(vcn) FROM=4.9m TO=5m
.meas tran vdn_max MAX v(dn) FROM=4.9m TO=5m
.meas tran vco_1m AVG v(vco) FROM=0.95m TO=1m
.meas tran vco_end AVG v(vco) FROM=4.9m TO=5m
.meas tran vdo_max MAX v(do) FROM=4.9m TO=5m
.meas tran vdp_max MAX v(dp) FROM=4.9m TO=5m

교체 저항 고르는 순서

같은 모델의 회로도나 정상 보드가 있으면 그 값이 먼저이고, 이 계산은 그게 없을 때의 기준입니다.

1. 반사 전압을 구합니다. 2차 출력 전압에 다이오드 전압을 더하고 권선비를 곱합니다. 권선비를 모르면 정상 동작 중 드레인 파형에서 클램프 구간이 끝난 뒤의 평평한 부분과 입력 전압의 차이로 읽습니다.
2. 목표 클램프 전압을 반사 전압의 2배에서 2.5배로 잡습니다. 반사 전압 100V라면 직접 계산하면 200V에서 250V입니다.
3. 공식으로 저항을 역산합니다. 이 글의 조건에서 직접 계산하면 목표 200V는 41.7kΩ, 250V는 78.1kΩ입니다. 목표를 150V로 낮추면 15.6kΩ이 되고 저항 전력은 1.44W로 커집니다.
4. 전력 정격을 정합니다. 직접 계산하면 200V 목표의 저항 전력은 0.96W, 250V 목표는 0.80W입니다. 정격은 이 값보다 넉넉히 큰 것을 고르고, 저항 양단에 클램프 전압이 상시 걸리므로 저항의 최대 사용 전압도 함께 확인합니다.
5. 클램프 커패시터 리플을 확인합니다. AN4147은 리플을 5%에서 10%로 잡는 것이 무난하다고 합니다. 리플은 V_sn/(C_sn·R_sn·f_s)로 구하는데, 4.7nF에 47kΩ이면 직접 계산하면 7.0%, 220kΩ이면 1.5%입니다.
6. 다이오드는 원래 부품과 같은 계열로 갑니다. AN4147은 스너버 다이오드의 전압 정격이 MOSFET의 BVdss보다 높아야 하고, 보통 1A급 초고속 다이오드를 쓴다고 적고 있습니다. 일반 정류 다이오드로 바꿔 달면 역회복 동안 클램프가 제대로 동작하지 않을 수 있습니다.

값을 정했으면 바로 상용 전원에 물리지 말고, 절연 변압기나 전류 제한이 되는 전원에서 먼저 켜 보고 드레인 피크를 확인하는 편이 안전합니다.

작업 전 안전 주의

• 1차측 벌크 커패시터는 플러그를 뽑은 뒤에도 충전된 채로 남아 있을 수 있습니다. 손대기 전에 방전하고 전압을 재서 확인합니다. 방전 저항 고르는 법은 325V 콘덴서 방전 시간과 저항 정격 계산에 정리했습니다.
• 드레인 전압을 스코프로 볼 때 일반 프로브의 접지 집게를 1차측에 물리면 접지를 통해 단락이 생길 수 있습니다. 고전압 차동 프로브를 쓰거나 절연 변압기로 보드를 띄운 뒤 측정합니다. R&S 앱노트는 링잉 주파수를 볼 때 입력 용량이 작은 프로브를 쓰라고 권합니다.
• 스너버 저항은 동작 중 뜨겁습니다. 전원을 끄고 바로 만지지 않습니다.
• 전원이 들어간 상태의 1차측은 한 손으로 작업하고, 측정 지점은 전원을 끈 상태에서 미리 연결해 둡니다.

남겨 둘 숫자

이 글의 조건에서 스너버 저항을 220kΩ에서 22kΩ으로 바꾸면 시뮬레이션 결과 드레인 피크는 482V에서 433V로 내려가고, 직접 계산하면 저항 전력은 0.13W에서 0.58W로 늘어납니다. 앱노트 공식은 같은 저항에서 더 높은 피크와 더 큰 전력을 내놓으므로, 부품을 고를 때는 공식 값을 상한으로 쓰고 실제 보드에서는 드레인 파형으로 확인합니다. 저항이 끊긴 보드는 켜지더라도 MOSFET이 클램프 없이 도는 상태라는 점을 기억해 두면, MOSFET만 갈고 끝내는 수리를 줄일 수 있습니다.