노트북 DC 입력 역접속 보호, 쇼트키와 P-MOSFET 손실·발열 비교

노트북 보드에서 DC 잭 바로 뒤를 따라가다 보면, 어댑터 전원이 충전 회로로 들어가기 전에 소자 하나를 거치는 경우가 있습니다. 어떤 보드는 SMA·SMC 패키지의 쇼트키 다이오드 하나를 직렬로 넣었고, 어떤 보드는 SO-8이나 PowerPAK 크기의 P채널 MOSFET을 넣었습니다. 둘 다 하는 일은 같습니다. 극성이 뒤집힌 어댑터나 잘못 만든 변환 잭이 꽂혔을 때 보드로 거꾸로 전류가 들어가지 않게 막는 것입니다.

수리하는 입장에서는 이 자리를 두 가지 이유로 보게 됩니다. 하나는 이 소자가 타서 전원이 아예 안 들어오는 경우, 다른 하나는 원래 부품을 구하지 못해 다른 부품으로 바꿔 달아야 하는 경우입니다. 특히 MOSFET 자리에 손에 잡히는 쇼트키를 대신 달아도 되는지, 반대로 MOSFET 게이트 쪽 저항이 끊긴 채로 두면 어떻게 되는지는 겉으로 봐서는 알기 어렵습니다. 전원은 일단 들어오기 때문입니다.

이 글에서는 두 방식을 같은 조건에 놓고 직접 비교합니다. 첫째, 19V 어댑터에서 부하 전류를 0A부터 5A까지 올리며 쇼트키, 정상 동작하는 P-MOSFET, 게이트가 구동되지 않아 바디 다이오드로만 전류가 흐르는 P-MOSFET의 전압 강하를 ngspice로 시뮬레이션했습니다. 둘째, 어댑터 전압을 −19V부터 +19V까지 바꾸며 각 방식이 역접속을 실제로 막는지, MOSFET이 드레인–소스 단락으로 고장 나면 어떻게 되는지를 시뮬레이션했습니다. 마지막으로 시뮬레이션에서 얻은 손실로 65W·90W 어댑터 조건의 접합 온도를 직접 계산해 표로 정리했습니다.

부품값은 실제 데이터시트에서 가져왔습니다. 쇼트키는 Diodes Incorporated의 B540C(40V, 5A), P-MOSFET은 Alpha & Omega의 AO4407A(−30V)를 기준으로 삼았습니다. 특정 노트북 모델의 회로를 그대로 옮긴 것이 아니라, 이 자리에 쓸 수 있는 대표 부품으로 비교 조건을 만든 것입니다.

두 방식의 회로와 동작

쇼트키 직렬 방식은 TI 앱노트 SLVA139의 그림 1처럼 전원과 부하 사이에 다이오드를 직렬로 넣는 방식입니다. 극성이 맞으면 다이오드가 순방향이 되어 부하 전류가 흐르고, 거꾸로 연결되면 다이오드가 역방향이 되어 전류가 흐르지 않습니다. SLVA139는 순방향 전압 강하가 단점이라 일반 다이오드 대신 쇼트키를 쓰기도 한다고 설명합니다. 부품 하나로 끝나고 제어 신호도 필요 없습니다. 대신 전류가 흐르는 내내 순방향 전압만큼 전압을 잃고, 그 전압과 전류를 곱한 만큼 열이 납니다.

P-MOSFET 방식은 SLVA139의 그림 3처럼 전원 경로에 PMOS를 넣는 방식입니다. SLVA139에 따르면 FET의 바디 다이오드는 정상 전류가 흐르는 방향으로 놓이고, 정상 연결에서 게이트가 낮게 잡히면 채널이 바디 다이오드를 단락시켜 전압 강하가 rDS(on) × 부하 전류로 줄어듭니다. 거꾸로 연결되면 PMOS의 게이트 전압이 높게 되어 FET가 켜지지 않습니다. 이 글의 시뮬레이션은 드레인을 어댑터 쪽, 소스를 보드 쪽에 두고 게이트를 100kΩ로 접지한 구성으로 만들었습니다.

실제 보드에서는 게이트와 소스 사이에 제너 다이오드를 달아 게이트 전압을 제한하거나, 충전 IC가 게이트를 직접 구동하기도 합니다. 충전 IC 주변 회로를 따라가는 방법은 어댑터를 꽂아도 반응 없는 노트북, 충전 IC까지 전압 따라가기에 정리해 두었습니다. 이 글의 시뮬레이션은 가장 단순한 게이트 접지 구성만 다룹니다.

비교에 쓴 데이터시트 값

표의 Rds(on)과 VF는 모두 데이터시트의 최대값입니다. 대표값은 이보다 낮습니다. 예를 들어 AO4407A의 VGS −10V 조건 Rds(on)은 대표값 10mΩ, 최대값 13mΩ로 나와 있습니다. 비교는 보수적으로 하려고 최대값 쪽을 썼습니다. 열저항도 데이터시트에 적힌 시험 기판 기준이라, 노트북 보드처럼 넓은 동박과 다층 기판에 붙으면 달라질 수 있습니다.

정상 방향으로 전원이 들어올 때 잃는 전압

직접 시뮬레이션: 부하 전류 0~5A에서 쇼트키, P-MOSFET, 바디 다이오드의 전압 강하

조건은 이렇습니다. 어댑터는 19V 직류 전원에 케이블·접점 저항 0.05Ω를 더한 것으로 가정했습니다. 보드는 전류를 정해 놓고 끌어가는 부하로 두고, 그 전류를 0A에서 5A까지 0.01A 간격으로 올렸습니다. 같은 회로를 세 벌 만들어 보호 소자만 바꿨습니다.

• 쇼트키 직렬: 다이오드 모델을 B540C의 최대 VF(5A에서 0.55V)에 가깝게 맞췄습니다(Is 20µA, 직렬 저항 0.044Ω, 가정한 모델).
• P-MOSFET 정상: 채널이 완전히 켜진 상태로 보고 13mΩ 저항으로 바꿔 넣었습니다(VGS −10V 최대 Rds(on)).
• P-MOSFET 게이트 미구동: 채널이 켜지지 않아 바디 다이오드로만 전류가 흐르는 경우입니다. 1A에서 데이터시트 VSD 대표값 0.7V 근처가 나오도록 맞춘 다이오드 모델입니다.

시뮬레이션 결과 3.42A에서 쇼트키 양단은 0.462V, 정상 P-MOSFET 양단은 0.044V였습니다. 같은 전류에서 보드 입력 전압은 쇼트키 쪽이 18.37V, P-MOSFET 쪽이 18.78V로, 보호 소자 하나 때문에 0.4V 넘게 차이가 납니다. 바디 다이오드로만 흐르면 보드 입력은 18.05V까지 내려갔습니다.

시뮬레이션 결과 손실은 3.42A 기준으로 쇼트키 1.58W, 정상 P-MOSFET 0.152W, 바디 다이오드 2.66W였습니다. 4.62A에서는 쇼트키 2.41W, P-MOSFET 0.277W, 바디 다이오드 3.75W입니다. 그래프에서 보듯 쇼트키와 바디 다이오드는 전류가 조금만 흘러도 수백 mV가 걸리고, 그 뒤로는 완만하게 오릅니다. MOSFET은 저항이라 전류에 정비례로 늘어나지만 기울기 자체가 작습니다.

이 결과로 현장에서 볼 것

• 전원을 켜고 부하가 걸린 상태에서 보호 소자 양단 전압을 직접 잽니다. 정상 P-MOSFET은 시뮬레이션 결과 3.42A에서 0.044V로, 바디 다이오드 전압보다 한 자릿수 이상 낮았습니다.
• P-MOSFET 자리인데 양단이 0.7V 안팎으로 읽히면 채널이 켜지지 않고 바디 다이오드로 버티고 있다는 뜻일 수 있습니다. 게이트 저항 개방, 게이트–소스 사이 제너 단락, 게이트를 구동하는 회로를 먼저 의심해 볼 만합니다.
• 쇼트키 자리라면 수백 mV가 걸리는 것 자체는 정상 동작입니다. 시뮬레이션 결과 1A에서 0.324V, 3.42A에서 0.462V였습니다. 이 값만으로 불량이라고 판단하지 않습니다.
• 게이트 쪽 고장은 노트북이 부팅도 되고 충전도 되기 때문에 놓치기 쉽습니다. 손가락을 대기 어려울 만큼 뜨거운 SO-8 MOSFET이 DC 잭 근처에 있다면 양단 전압부터 확인합니다.

모델의 한계도 적어 둡니다. 이상적인 부품 모델이라 실제 측정값과 다를 수 있습니다. 쇼트키 모델은 25°C 최대 VF 한 점에 맞춘 것이라 온도가 오르면 VF가 내려가는 성질은 반영하지 않았고, MOSFET의 Rds(on)은 온도가 오르면 커지는데 이것도 고정값으로 두었습니다. 그래서 이 표는 소자끼리 비교하는 용도로 보고, 실제 보드의 정확한 전압 예측으로는 쓰지 않습니다.

* 19V laptop adapter input, series reverse-polarity protection, load current swept 0..5A
* adapter: 19V with assumed 0.05 ohm source/cable resistance (separate copy per case)
* a: series schottky, model fitted to B540C VF max 0.55V at 5A, 25C (worst-case side, assumed)
* b: P-MOSFET fully on, Rds(on) = 13 mohm (AO4407A max at Vgs=-10V)
* c: same P-MOSFET with gate not driven: current flows through body diode only
.model dsch D(Is=20u N=1.0 Rs=0.044)
.model dbody D(Is=1n N=1.25 Rs=0.02)
Vctl ctl 0 0
Va va 0 19
Rsa va sa 0.05
Da sa outa dsch
Bla outa 0 I = V(ctl)
Vb vb 0 19
Rsb vb sb 0.05
Rmb sb outb 0.013
Blb outb 0 I = V(ctl)
Vc vc 0 19
Rsc vc sc 0.05
Dc sc outc dbody
Blc outc 0 I = V(ctl)
Rpa outa 0 10Meg
Rpb outb 0 10Meg
Rpc outc 0 10Meg
Bda da 0 V = V(sa)-V(outa)
Bdb db 0 V = V(sb)-V(outb)
Bdc dc 0 V = V(sc)-V(outc)
Bpa pa 0 V = (V(sa)-V(outa))*V(ctl)
Bpb pb 0 V = (V(sb)-V(outb))*V(ctl)
Bpc pc 0 V = (V(sc)-V(outc))*V(ctl)
.dc Vctl 0 5.01 0.01
.meas dc vd_sch_1a FIND v(da) AT=1
.meas dc vd_sch_342 FIND v(da) AT=3.42
.meas dc vd_sch_5a FIND v(da) AT=5
.meas dc vd_fet_1a FIND v(db) AT=1
.meas dc vd_fet_342 FIND v(db) AT=3.42
.meas dc vd_fet_5a FIND v(db) AT=5
.meas dc vd_body_1a FIND v(dc) AT=1
.meas dc vd_body_342 FIND v(dc) AT=3.42
.meas dc vd_body_5a FIND v(dc) AT=5
.meas dc p_sch_342 FIND v(pa) AT=3.42
.meas dc p_fet_342 FIND v(pb) AT=3.42
.meas dc p_body_342 FIND v(pc) AT=3.42
.meas dc out_sch_342 FIND v(outa) AT=3.42
.meas dc out_fet_342 FIND v(outb) AT=3.42
.meas dc out_body_342 FIND v(outc) AT=3.42
.meas dc vd_sch_462 FIND v(da) AT=4.62
.meas dc vd_body_462 FIND v(dc) AT=4.62
.meas dc p_sch_462 FIND v(pa) AT=4.62
.meas dc p_fet_462 FIND v(pb) AT=4.62
.meas dc p_body_462 FIND v(pc) AT=4.62

손실이 열로 바뀌면: 접합 온도 계산

직접 계산: 65W·90W 어댑터에서 보호 소자 접합 온도

전압 강하만 보면 0.4V 차이가 크지 않아 보일 수 있습니다. 문제는 이 손실이 작은 패키지 하나에 몰린다는 점입니다. 접합 온도는 T_J = T_A + P × R_θJA로 계산했습니다. 손실 P는 위 시뮬레이션에서 나온 값을 그대로 썼고, 열저항은 데이터시트 값(B540C 50°C/W, AO4407A 75°C/W)을 썼습니다. 노트북 내부 주위 온도는 40°C로 가정했습니다. 이 40°C는 측정값이 아니라 계산을 위해 정한 값입니다.

직접 계산하면 65W 어댑터에서 쇼트키 접합 온도는 119°C로 최대 접합 온도 150°C 안에 들어옵니다. 그런데 같은 부품으로 90W 어댑터 정격 전류를 흘리면 160.7°C가 되어 150°C를 넘습니다. B540C의 정격 평균 전류는 5.0A이므로 4.62A는 정격 안이지만, 데이터시트의 작은 패드 조건 열저항으로는 온도가 먼저 한계에 닿는다는 뜻입니다.

직접 계산하면 주위 40°C, 50°C/W 조건에서 쇼트키가 150°C 안에 머무를 수 있는 손실은 2.2W입니다. 같은 방식으로 AO4407A는 75°C/W라 1.467W까지입니다. 정상 P-MOSFET 손실은 90W 조건에서도 0.277W로 이 한계보다 훨씬 작습니다. 반면 바디 다이오드로만 흐르면 65W에서도 2.661W로 1.467W를 넘고, 계산상 접합 온도는 239.6°C가 됩니다. 물론 실제로 그 온도까지 가기 전에 소자가 망가지거나 주변 기판이 변색됩니다. 이 숫자는 ‘버틸 수 없다’는 것을 보여 주는 값으로 읽으면 됩니다.

손실을 어댑터 출력과 비교해 보면, 직접 계산하면 65W에서 쇼트키는 2.43%, P-MOSFET은 0.234%를 보호 소자에서 잃습니다. 차이는 1.428W입니다. 수리에서는 효율보다, 이 손실이 보호 소자 패키지 하나에서 열로 나온다는 점을 먼저 봅니다.

부품을 바꿔 달 때 계산이 알려 주는 것

• 원래 P-MOSFET이 있던 자리에 쇼트키를 대신 다는 것은 권하지 않습니다. 직접 계산하면 65W 기준 손실이 0.152W에서 1.581W로 늘어나고, 원래 설계는 그 열을 빼낼 동박을 준비하지 않았을 수 있습니다.
• 원래 쇼트키가 있던 보드에 출력이 더 큰 어댑터를 쓰면 보호 다이오드가 먼저 데워질 수 있습니다. 직접 계산하면 B540C급 부품에서 65W는 119°C, 90W는 160.7°C였습니다.
• P-MOSFET을 교체할 때는 같은 VDS·VGS 정격과 비슷하거나 낮은 Rds(on)을 고릅니다. 19V 어댑터를 게이트 접지 구성에 물리면 VGS가 약 −19V까지 걸리므로, VGS 최대 ±25V인 AO4407A 기준으로 직접 계산하면 여유는 6V입니다. VGS 최대가 ±20V인 부품은 이 구성에서 여유가 거의 없습니다.
• 드레인–소스 정격은 AO4407A가 −30V라 19V에서 직접 계산하면 11V 여유가 있습니다. B540C의 역전압 정격 40V는 19V 대비 21V 여유입니다.

이 계산의 한계도 밝혀 둡니다. 열저항은 데이터시트의 시험 기판 조건이고, 실제 노트북 보드에서는 주변 부품 열과 동박 면적에 따라 위아래로 달라집니다. 주위 온도 40°C도 가정한 값입니다. 또 온도에 따라 VF와 Rds(on)이 바뀌는 효과를 넣지 않았기 때문에, 온도가 오를수록 실제 손실은 쇼트키 쪽은 다소 줄고 MOSFET 쪽은 다소 늘어날 수 있습니다. 비교의 방향은 바뀌지 않지만 절대값은 참고용으로 봐야 합니다.

극성이 뒤집혔을 때 실제로 막아 주나

직접 시뮬레이션: 어댑터 −19V~+19V에서 보호 없음, 쇼트키, P-MOSFET 정상, P-MOSFET 단락

이번에는 어댑터 전압 자체를 −19V에서 +19V까지 0.01V 간격으로 바꿨습니다. 보드는 5.5Ω 부하(19V에서 약 3.4A)에 역방향으로 도통하는 경로 하나를 병렬로 붙인 것으로 가정했습니다. 실제 보드에서는 입력단 TVS나 전원 MOSFET의 바디 다이오드처럼, 극성이 뒤집히면 순방향이 되는 소자가 이런 경로를 만들 수 있습니다. 어댑터는 실제 어댑터처럼 출력 전류를 제한한다고 보고, 양방향 모두 약 6A에서 포화하는 모델로 넣었습니다(가정한 값). P-MOSFET은 문턱 전압을 VGS(th) 대표값 2.3V로 두고 게이트를 100kΩ로 접지했습니다.

시뮬레이션 결과 보호 소자가 없으면 −19V에서 어댑터가 제한하는 6A가 그대로 보드의 역방향 경로로 흘렀고, 그 경로에서 5.06W가 났습니다. 쇼트키와 정상 P-MOSFET은 같은 조건에서 각각 20µA, 0.15µA만 흘려 역접속을 막았습니다. 쇼트키 쪽 20µA는 모델에 넣은 포화 전류에서 나온 값이라, 실제 누설은 데이터시트 IR 최대값(25°C에서 0.5mA)과 온도에 따라 달라질 수 있습니다. 쇼트키 누설이 온도에 따라 어떻게 커지는지는 쇼트키 다이오드는 왜 측정값이 다를까에서 따로 시뮬레이션해 두었습니다.

눈여겨볼 줄은 마지막입니다. 시뮬레이션 결과 P-MOSFET이 드레인–소스 단락으로 고장 나면 +19V에서는 보드 입력이 18.77V로 정상보다 오히려 조금 높게 나옵니다. 전원도 들어오고 충전도 됩니다. 그런데 −19V가 들어오면 보호가 없는 경우와 똑같이 6A가 거꾸로 흐릅니다. 다시 말해 보호 MOSFET이 단락된 보드는 평소에는 아무 증상이 없고, 다음에 잘못된 어댑터가 꽂히는 순간에야 문제가 드러납니다.

그래프에서 P-MOSFET 정상 곡선은 낮은 입력 전압 구간에서 다른 곡선과 잠시 떨어집니다. 시뮬레이션 결과 어댑터가 2V일 때 보드 입력은 1.36V, 3V일 때는 2.97V였습니다. 입력이 문턱 전압 근처일 때는 채널이 덜 켜져 바디 다이오드가 전류를 나눠 맡기 때문입니다. 벤치 파워로 낮은 전압부터 천천히 올리며 보드를 살펴볼 때 이 구간에서는 MOSFET 양단에 수백 mV가 걸릴 수 있다는 뜻이니, 이 값만 보고 불량으로 판단하지 않습니다. 벤치 파워로 첫 통전하는 순서는 벤치 파워 전류 제한으로 메인보드 첫 통전하는 법을 참고하면 됩니다.

진단에 쓰는 법

• 보호 P-MOSFET은 동작 중 측정만으로는 단락을 놓칠 수 있습니다. 어댑터를 뽑고 보드 전원을 완전히 뺀 뒤, 드레인–소스를 양방향으로 잽니다. 한 방향은 바디 다이오드라 다이오드 모드에서 수백 mV가 나오고, 반대 방향은 열려 있어야 합니다. 양방향 모두 0에 가깝게 읽히면 드레인–소스 단락을 의심합니다. MOSFET 측정 요령은 MOSFET은 한 번 재서는 모른다에 따로 정리했습니다.
• 쇼트키 자리도 같은 방법으로 봅니다. 역방향까지 0Ω에 가깝게 읽히면 시뮬레이션의 D–S 단락처럼 역접속을 막지 못하는 상태일 수 있습니다.
• 역접속을 겪은 보드라면 보호 소자보다 뒤쪽, 즉 입력단 TVS나 충전 경로 MOSFET처럼 역방향 전류가 지나갔을 경로를 같이 확인합니다. 시뮬레이션 결과로 보면 보호가 없거나 단락된 경우 역방향 경로 하나에 5W 넘게 실렸습니다.
• 보호 소자를 교체한 뒤에는 정상 극성에서 소자 양단 전압을 다시 재서, P-MOSFET이라면 바디 다이오드 전압이 아니라 수십 mV로 떨어지는지 확인합니다.

이 시뮬레이션의 한계: 이상적인 부품 모델이라 실제 측정값과 다를 수 있습니다. 어댑터의 전류 제한 방식은 제품마다 다르고, 정전류로 버티는 것도 있고 출력을 끊었다가 다시 시도하는 것도 있습니다. 여기서는 6A에서 부드럽게 포화한다고만 가정했습니다. 보드의 역방향 경로도 다이오드 하나로 단순화했기 때문에, 실제 보드에서 어느 부품이 먼저 상하는지까지 이 결과로 정할 수는 없습니다. 이 시뮬레이션이 보여 주는 것은 정상 보호 소자가 있으면 역방향 전류가 µA 수준에 머물고, 보호가 사라지면 어댑터가 낼 수 있는 만큼 흐른다는 차이입니다.

* Adapter voltage swept -19V..+19V (reversed plug / wrong-polarity adapter) into a 19V laptop input
* adapter: soft current limit about 6A both directions (assumed): I = 6*tanh(Vdrop/(6*0.05))
* board = 5.5 ohm load (19V/3.42A class) in parallel with a reverse-conducting path
*   (input TVS / MOSFET body diodes etc., assumed one diode + 0.02 ohm)
* n: no protection   s: series schottky   p: P-MOSFET (drain=adapter, source=board, gate=GND via 100k)
* f: same P-MOSFET with drain-source shorted (failed, 0.01 ohm)
.model dsch D(Is=20u N=1.0 Rs=0.044 BV=40 IBV=0.5m)
.model dbody D(Is=1n N=1.25 Rs=0.02)
.model dbrd D(Is=1n N=1.25 Rs=0.02)
Vctl ctl 0 0
* --- n
Bn an 0 V = V(ctl)
Bsnx an bn I = 6*tanh((V(an)-V(bn))/0.3)
RLn bn 0 5.5
Drn 0 bn dbrd
* --- s
Bsrc as 0 V = V(ctl)
Bssx as xs I = 6*tanh((V(as)-V(xs))/0.3)
Ds xs bs dsch
RLs bs 0 5.5
Drs 0 bs dbrd
* --- p
Bp ap 0 V = V(ctl)
Bspx ap dp I = 6*tanh((V(ap)-V(dp))/0.3)
Dbp dp bp dbody
Gp dp bp cur='(V(dp)-V(bp))/0.013/(1+exp(-10*(V(bp)-V(gp)-2.3)))'
Rgp gp 0 100k
RLp bp 0 5.5
Drp 0 bp dbrd
* --- f
Bf af 0 V = V(ctl)
Bsfx af df I = 6*tanh((V(af)-V(df))/0.3)
Rshf df bf 0.01
RLf bf 0 5.5
Drf 0 bf dbrd
* reverse current through board path (A)
Bin in_n 0 V = -6*tanh((V(an)-V(bn))/0.3)
Bis is_s 0 V = -6*tanh((V(as)-V(xs))/0.3)
Bip ip_p 0 V = -6*tanh((V(ap)-V(dp))/0.3)
Bif if_f 0 V = -6*tanh((V(af)-V(df))/0.3)
.dc Vctl -19 19.01 0.01
.meas dc vb_none_m19 FIND v(bn) AT=-19
.meas dc vb_sch_m19 FIND v(bs) AT=-19
.meas dc vb_fet_m19 FIND v(bp) AT=-19
.meas dc vb_fail_m19 FIND v(bf) AT=-19
.meas dc i_none_m19 FIND v(in_n) AT=-19
.meas dc i_sch_m19 FIND v(is_s) AT=-19
.meas dc i_fet_m19 FIND v(ip_p) AT=-19
.meas dc i_fail_m19 FIND v(if_f) AT=-19
.meas dc vb_none_p19 FIND v(bn) AT=19
.meas dc vb_sch_p19 FIND v(bs) AT=19
.meas dc vb_fet_p19 FIND v(bp) AT=19
.meas dc vb_fail_p19 FIND v(bf) AT=19
.meas dc vb_fet_p3 FIND v(bp) AT=3
.meas dc vb_fet_p2 FIND v(bp) AT=2
Bpn pdn 0 V = -V(bn)*V(in_n)
Bpf pdf 0 V = -V(bf)*V(if_f)
.meas dc pd_none_m19 FIND v(pdn) AT=-19
.meas dc pd_fail_m19 FIND v(pdf) AT=-19
.meas dc vr_sch_m19 FIND v(xs) AT=-19

교체 작업 전에 확인할 것

DC 입력단은 어댑터 전원이 바로 닿는 자리라, 작업 전에는 어댑터와 배터리 커넥터를 모두 분리합니다. 배터리를 연결한 채로 입력단 부품을 들어내면, 충전 경로를 따라 배터리 쪽 전압이 거꾸로 돌아와 인두 팁이나 핀셋으로 단락이 생길 수 있습니다. 리튬 배터리 팩은 단락되면 큰 전류가 흐르고 발열할 수 있으므로, 배터리 커넥터는 반드시 먼저 뽑고 작업합니다.

• 부품 번호를 읽을 수 없으면 패키지와 핀 배치부터 확인합니다. SO-8 P-MOSFET도 부품마다 핀 배치가 다를 수 있으니, 교체할 부품의 데이터시트로 소스·게이트·드레인 위치를 다시 확인합니다.
• 쇼트키는 캐소드 띠 방향을 사진으로 남겨 둡니다. 거꾸로 달면 정상 어댑터를 꽂았을 때 전원이 들어오지 않습니다.
• P-MOSFET 교체 후 게이트 저항과 게이트–소스 사이 부품(제너, 저항)을 같이 확인합니다. 시뮬레이션 결과처럼 게이트가 구동되지 않으면 바디 다이오드로 전류가 흐르며 65W에서도 2.66W 손실이 납니다.
• 교체 후 첫 통전은 벤치 파워의 전류 제한을 걸고, 극성을 맞게 연결한 상태에서 소자 양단 전압부터 봅니다.

정리하면, 쇼트키 직렬은 부품 하나로 끝나는 대신 전류가 클수록 손실과 발열이 빠르게 늘고, P-MOSFET은 손실이 작은 대신 게이트 쪽 고장이나 드레인–소스 단락처럼 겉으로 증상이 드러나지 않는 고장 방식이 있습니다. 수리에서는 원래 설계의 방식을 그대로 따르고, 바꿔 달아야 한다면 위 계산처럼 손실과 접합 온도를 먼저 따져 보는 편이 안전합니다.